自由转换的时间， k：
解（9）和（17），我们得到
（18）
左臂实现ZCS的最大相移
左臂实现ZCS的最大原电流受持续时间的限制，有。也就是，能量转换和自由转换的总的持续时间是开关周期的一半。
（19）
把（18）带如（19），ZCS的最大相移是
最后，把带入（9）得到为：
满足右臂ZVS的最小负载电流
首先，我们计算要求的存储在电感中的最小能量：
（20）
此处，是在模式4中变压器的原边峰值电流。
第二步，把（20）带入（7）解得实现零电压开关的最小相移，
（21）
把（21）带入（9）得到，
改进的变换器的扩展负载范围
图7说明了这种左臂零电流，右臂零电压的变换器的扩展负载范围。正如在[4]中提到的，变换器不得不满足最小负载要求为了实现零电压开关，他只适合重载情况下运行。一旦负载变得越来越轻，ZVS可能在左臂不能满足，但这个改进的变换器能够采用这种左臂ZCS的开关机制代替在相同负载下的ZVS。在这种方式下，改进的变换器的总的负载范围扩大了，范围从扩大到。然而，值得注意的是和以前的变换器相比现在的变换器存在一个窄区域在和最小负载要求之间，左臂即不是工作在ZCS也不是ZVS。这是因为左臂开通前原边电流不是零，而且这个峰值电流太小对于实现左臂ZVS。
4 实验和仿真
有两个对改进的变换器的考察，包括输出电压和转换效率。每一相考察都是通过实验和仿真完成的，并使用表1中相同的参数。仿真的目的是用绘图的形式表现数学概念，实验的结果是用来验证理论。
改进变频器的输出电压
这象考察是研究变换器的直流特性，看看它以这种方式改进后输出电压是否和相移是单调。仿真和实验的结果的负载阻抗是以10，20和30进行的，如图8所示。这相测验是在输入电压=72V开关频率=100VKHz进行的。结果表明变换器输出电压的控制更加线形。
转换效率
尽管传统的变换器在重载情况下转换效率很高，但它在轻载条件下的表现并不能叫人满意，而这个改进的变换器效率更高。这两个变换器效率的比较展现在图9中。
比较是在相同的条件下：
输入电压=72V；
输出电压=48V；
负载范围=12W～168W；
传统的变换器带滤波电感[2]而没有滤波电感[3，4]的转换效率证明在12W是值很低大约是60%和55%并随输出功率的增加而增加。另一方面，改进的变换器在所有的负载范围内能够维持83%～89%的转换效率。改进的变换器和传统的没有滤波电感的变换器的效率在高功率情况下很接近，因为他们运行在重载时开关都工作在零电压开关状态下，开关损耗可以忽略。传统的带滤波电感的变换器在满载情况下有稍微高一点的效率比其他两种变换器，因为变换器有滤波电感，电流的峰值低，导体的损耗因此小。但效率并没有很大的提高，因为他有二极管整流桥[2]电压环问题，他造成了额外的损耗。随着输出功率的降低，这两种传统的移相变换器失去ZVS，开关损耗占损耗的主要部分，而改进的变换器随着输出功率的减小能够维持ZCS。这肯定了改进的变换器在轻载情况下能提高效率。满载下改进的变换器的效率也没有降低，因为在着能够载情况下这种变换器和传统的移相变换器的表现是一样的。 负载的进一步减少将使改进变换器也失去ZCS开关，因为电流不能够在一个周期的结束减小到0。然而，所涉及的损耗上很小的，因为开关损耗取决的开关电压和电流几重叠是很小的。在空载下的损耗仅仅是连接电容的开关的损耗且所有的导体损耗是零。
4.3 关键实验波形
一些关键的波形在图10显示。输入和输出电压是72V 和48V ，输出电流分别是1.55A和2A，变压器的原边电压分别在图13a中说明。在变频桥左臂的MOSFET 电压和电流在图13b中说明。在右桥臂的的有关量在图13c中说明。很显然和 在接通时刻是ZCS和ZVS。然而，要注意，和有相同的波形，正如和。
5讨论
这种变换器具有高效率和对输出的良好的控制，副边的同步整流允许双向的能量流动。因此，和传统的副边只有二极管整流的移相变换器相比，这种变换器有更优越的特性，附加的成本是用MOSFET代替二极管和门极驱动
